介紹 集電極回報偏置 的BJT 共射放大電路的直流分析方法。
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(續上小節)
4. 集電極回報偏置
前面的“分壓偏置”電路雖然性能非常穩定,比較完美地解決了β參數偏移的問題,但也有缺點,其缺點就是功耗太大。 就拿前面的案例3-6-2來說,為了維持基極的分壓穩定點,分壓偏置的兩個電阻要消耗的電流約為:15V / 22kΩ≈0.68mA。
也就是說,僅僅為了維持這個分壓點,就要消耗一個毫安級的功耗,這是非常不劃算的,是以人們又設計出了集電極回報偏置(collector feedback configuration)電路,這個電路的靜态功耗比分壓偏置小,但是穩定性會有一點點受β參數影響,也就是說,性能介于“分壓偏置”和“改進的固定偏置”之間,算是一個折中方案吧。電路圖如下所示:
![](https://img.laitimes.com/img/__Qf2AjLwojIjJCLyojI0JCLiETPwJWZ3ZCMwcTP39zZuBnLENTJENTJ3pVdC5GTxcGVPBTSU9UNFpmT4BTaNJTVE9EMFRVT1UERNlXQU1UNFRUT5BzQPFTT650dZRVT2FEVNVTRE1Ue4M0Tx0keOdXWU1kdjJjYzpkMMRXOykVdNNjW2hXbZVnTtxENFRUT5N2ViBXO5xkNNh0YwIFSh9CXt92YuM3YltWas5iclN3Ztl2Lc9CX6MHc0RHaiojIsJye.png)
圖3-6.12
(1) 靜态工作點分析
到目前為止,我們對如何計算靜态工作點應該已經很熟悉了。在這個電路中,輸入和輸出靜态工作點可以很容易地列出計算式,如下圖所示:
圖3-6.13
根據上圖中的電流關系,我們可以列些出總的KVL方程:
然後就是取近似的魅惑時刻:
• ICB = IC+IB ≈ IC = βIB
• IE ≈ IC = βIB
将ICB和IE代入上式,可得:
解得輸入靜态電流IB為:
若BJT半導體工作于放大區,可得輸出靜态工作電流為IC為:
輸出靜态工作電壓VCE為:
(2) 參數β對靜态工作點的影響
下面我們來看一看參數β對靜态工作點IC的影響有多大,前面我們已算得,靜态工作點IC的表達式為:
為更易于觀察,我們設:VX=VCC-0.7V,RX=RC+RE,于是上式可簡寫成:
當βRX遠大于RB時,上式可近似為:
可見,當βRX遠大于RB時,靜态輸出電流IC可近似視為不受β參數影響。
案例3-6-3:在下圖中,計算當β=100和β=150時的IB, IC, VCE,并進行比較。
圖3-6.a3
解:(1)當β=100時:
假設BJT工作于放大區:
驗證:VCE > VCEsat,說明BJT工作于放大區的假設正确。
(2)當β=150時:
假設BJT工作于放大區:
驗證:VCE > VCEsat,說明BJT工作于放大區的假設正确。
(3)比較:
條件2比條件1中的β增加了50%,但是IC僅增加了8.9%,穩定效果較好;VCE下降了21.8%,基本上還能接受。說明集電極回報偏置對于參數β的變化有較好的穩定作用。
(3) 飽和條件
當VCE < VCEsat時,半導體進入飽和區。這裡,近似IC≈IE,是以,我們可以算出此時的集電極飽和電流ICsat,
當IC>ICsat時,半導體進入飽和。
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( end of 3-6-3)