关于PWM话题，很多电源工程师工作中会遇到不同的问题。其实找到问题的根源，才能对症下药。下面给大家分享几篇不错的文章，供大家学习~
一款三相PWM逆变器的主电路电源设计方案应用
随着电力电子技术的发展， 逆变器的应用已深入到各个领域， 一般均要求逆变器具有高质量的输出波形。逆变器输出波形质量主要包括两个方面， 即稳态精度和动态性能。因此， 研究既具有结构和控制简单， 又具有优良动、静态性能的逆变器控制方案， 一直是电力电子领域研究的热点问题。
随着国民经济的高速发展和国内外能源供应的紧张， 电能的开发和利用显得更为重要。目前， 国内外都在大力开发新能源， 如太阳能发电、风力发电、潮汐发电等。一般情况下， 这些新型发电装置输出不稳定的直流电， 不能直接提供给需要交流电的用户使用。为此， 需要将直流电变换成交流电， 需要时可并入市电电网。这种DC- AC 变换需要逆变技术来完成。因此， 逆变技术在新能源的开发和利用领域有着重要的地位。
脉宽调制逆变技术
1、PWM 的基本原理
1. 1、PWM( Pulse Width Modulat ion) 脉宽调制型逆变电路定义： 是靠改变脉冲宽度来控制输出电压， 通过改变调制周期来控制其输出频率的电路。
1. 2、脉宽调制的分类：
1、以调制脉冲的极性分，可分为单极性调制和双极性调制两种;
2、以载频信号与参考信号频率之间的关系分， 可分为同步调制和异步调制两种。
1. 3、( PWM) 逆变电路的特点： 可以得到相当接近正弦波的输出电压和电流， 所以也称为正弦波脉宽调制SPWM( Sinuso idal PWM) .
1. 4、SPWM 控制方式： 就是对逆变电路开关器件的通断进行控制， 使输出端得到一系列幅值相等而宽度不等的脉冲， 用这些脉冲来代替正弦波所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小， 也可改变输出频率。
2、PWM 电路的调制控制方式
2. 1、载波比的定义： 在PWM 变频电路中，载波频率f c 与调制信号频率f r 之比称为载波比， 即N= f c/ ff 。
2. 2、PWM 逆变电路的控制方式： 根据载波和调制信号波是否同步， 有异步调制和同步调制两种控制方式： 一、异步调制控制方式。当载波比不是3 的整数倍时， 载波与调制信号波就存在不同步的调制。二、同步调制控制方式。在三相逆变电路中当载波比为3 的整数倍时， 载波与调制信号波能同步调制。
主电路的设计
本设计采用AC – DC – AC 方案。采用SPWM调制方式。图1 为系统主电路和控制电路框图。交流输入电压经过不控整流后得到一个直流电压， 再经过全桥逆变电路得到交流输出电压。为保证系统可靠运行， 防止主电路对控制电路的干扰， 采用主、控电路完全隔离的方法， 即驱动信号用光耦隔离， 反馈信号用变压器隔离， 辅助电源用变压器隔离。
1、整流电路的设计
本设计运用的是三相桥式不可控整流电路。在交- 直- 交变频器、不间断电源、开关电源等应用场合中， 大都采用不可控整流电路经电容滤波后提供直接电源， 供后级的变换器、逆变器等使用。由于电路中的电力电子器件采用整流二极管， 故也称这类电路为二极管整流电路。其电路图如下所示：
图2 三相桥式不可控整流电路
经计算二极管应选择HFA70NH60 额定电压600V， 额定电流70A ( 快恢复型) 。
2、逆变电路的设计
逆变与整流相对应， 是将直流电变成交流电。交流侧接电网， 为有源逆变。交流侧接负载， 为无源逆变。
本设计逆变电路采用电压型三相桥式逆变电路， 其原理图如图3 所示。
图3 电压型三相全桥式逆变器结构图
逆变电路中的开关器件均选用全控型器件--IGBT.IGBT 是MOSFET 与GTR 的复合器件， 因此它具有工作速度快、输入阻抗大、驱动电路简单、控制电路简单、工作频率较高、元件容量大等多项优点。
本设计中所选IGBT 管额定电压为600V， 额定电流约为20A ， 所以， 应选取六只600V， 20A 的IGBT管。IGBT 管型号为： IRGBC40F 额定电压600V， 额定电流27A……
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基于单片机与SPWM控制应急电源逆变电路设计
引言
随着社会发展，越是信息化、现代化，就越依赖于电力，突然断电会给人们正常的生活秩序和学习带来影响，尤其对于生产、生活中特别重要的负荷，一旦中断供电，将会造成重大的经济损失。应急电源产品已成为很多重要场所必不可少的重要设备，也是能够最有效地解决停电事故和电力质量不稳定等问题的有效途径，而逆变电路是应急电源的重要组成部分。逆变电路在应急电源中的作用是当市电断电或发生异常时，将蓄电池提供的直流电压逆变为三相交流电输出，以保证重要负荷或设备的正常运行。
目前，逆变电源大多采用正弦波脉宽调制(SPWM)技术，其控制电路大多采用模拟方法实现。模拟控制技术虽然已经非常成熟，但存在很多缺点如：控制电路的元器件多，电路复杂，体积较大，灵活性不够等。本文设计了一种全数字化的三相PWM逆变电源，利用专用波形发生器与单片机连接产生逆变驱动信号SPWM波，设计中选用了单片机C8051F020控制和MITEL公司的SA4828芯片作为波形发生器。
逆变电路的结构与工作原理
图1是逆变电路的构成。由蓄电池提供的直流电通过三相逆变电路变为交流电，其基波频率是逆变电源的输出频率，该交流信号经过输出变压器隔离，再由低通滤波器滤去谐波，获得负载所需的三相正弦交流电。
图1 逆变电路的结构
在逆变电路中，逆变器及其控制是逆变电路的核心。逆变器的控制采用SPWM控制方式，本文利用SPWM波发生器和单片机实现对逆变器及输出电压的控制。由控制器产生的SPWM波控制开关器件的通断，从而控制输出电压及其波形，并使输出电压稳定。
三相逆变器主电路设计
三相逆变器主电路如图2所示，是由三相逆变桥、变压器、滤波器组成。
逆变器开关器件采用6单元IPM智能功率模块。LCR低通滤波器中电感L的作用是抑制高次谐波通过;电容C 为逆变器产生的高次谐波提供旁路;电阻R起阻尼作用，防止或抑制谐波的产生。在市电工作中断或者不正常时，蓄电池电压被加到直流总线上，通过由智能功率模块组成的逆变器，然后通过由LCR组成的滤波器和三相功率变压器，形成相电压为220 V的三相正弦交流电给负载供电。三相逆变器的开关器件采用日本富士公司型号为PM100CVA60六单元IPM智能功率模块，其耐压可达600 V，集电极最大允许电流100 A，安全工作区较宽，驱动功率小、开关频率高、饱和压降低。另外该模块还具有带过流控制、滤波器体积小、噪声低、易散热、可靠性高等特点。模块的驱动信号为正弦脉宽调制(SPWM)信号。
功率元件智能功率模块IGBT-IPM是以功率器件IGBT为主体，同时把驱动电路、多种保护电路及报警电路等功能电路集成在同一模块内的新型混合集成电路。用智能功率模块作为电源的功率器件，可以简化硬件电路的设计，缩小电源体积，更主要的是提高了系统的安全性和可靠性。在选用智能功率模块IPM时，根据电压和电流的定额选择。功率元件的电流定额考虑(2～3)倍的安全裕量。计算电流时应满足在输入电压波动为最低时仍能满足输出功率。根据给定的技术参数计算功率元件的最大输出功率、额定电流值、额定电压值，最终选用100 A/600 V的智能功率模块，型号为PM100CVA60。
逆变控制器设计
控制电路的功能主要是产生SPWM驱动信号。SPWM是实现逆变器输出交流电压调节、减小输出电压谐波的一种控制方法。利用SPWM控制构成的逆变器调节性能好，调节速度快，可使调节过程中频率和电压相配合，以获得好的动态性能，输出电压波形接近正弦。为了实现此功能及逆变电路的数字化，本文利用单片机和专用SPWM波形发生器SA4828集成电路构成逆变控制器。该种方法软件编程简单，应急电源对波形产生的处理时间少，并能保证波形具有较高精度，而且硬件连接简单……
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为LED驱动电路提供额外的PWM亮度控制方案
引言
典型应用中，通过串口向LED驱动器发送指令改变相应LED的寄存器值进行亮度调节。用于亮度控制的数据通常为4位至8位，对应于16至256个亮度等级;有些Maxim的LED驱动器的亮度控制则通过调整漏极开路LED端口的恒定吸入电流大小来实现。
该应用笔记讨论如何在LED恒流驱动器上加入PWM亮度调节，通过控制LED电源的通、断调节亮度。也可以通过刷新数据位仿真外部PWM亮度控制。内置PWM的LED驱动器也可以通过外部PWM实现亮度调节，只要PWM信号的外部时钟可以同步。
PWM仿真
按照一定周期向LED驱动器发送开/关控制信号，可以仿真PWM亮度调节的效果。因为LED数据接口的传输速率远远高于PWM信号的频率，可以使用微控制器或FPGA (现场可编程门阵列)很容易地仿真PWM调光方式。PWM开关频率、数据传输的时钟频率和PWM亮度等级之间的关系如式1所示：
其中，fCLOCK为数据接口的时钟频率，fPWM为PWM频率，nPORT为控制端口数，nLEVEL为亮度等级。
在该项技术中，PWM仿真数据由控制器连续发送到LED的每个端口，每个端口1位。所有端口更新一次即为PWM的一个台阶。从索引值1开始重复仿真PWM台阶，直至索引值等于设定的亮度等级，形成一个PWM周期。例如，如果亮度等级为256，每个端口刷新数据256次构成一个PWM周期。如果对应端口的亮度等级高于PWM仿真台阶的索引值，数据为1;否则数据为零。只要LED保持点亮状态，则始终重复PWM仿真周期。
该PWM仿真控制可以由下列C程序实现：
PWM仿真技术适用于MAX6968和MAX6969。MAX6968为8端口LED恒流驱动器，数据接口传输速率可达25Mbps;MAX6969是MAX6968的16端口版本。利用这一方法可以实现16位或65，536级亮度控制，MAX6968的PWM频率可以设置在47Hz，MAX6969的PWM频率可以设置在24Hz。如果只要求12位的亮度控制分辨率，对应的PWM频率可以分别设置在752Hz和376Hz。PWM仿真技术无需对电路进行任何修改即可实现每个驱动口的亮度控制。
LED电源的开关控制
通过对LED电源进行开、关控制也可以实现LED的PWM亮度调节。图1所示电路利用PWM控制电源为LED提供额外的亮度调节。微处理器向LED驱动器发送I²C命令产生PWM信号，PWM波形可以由软件控制。这种方式适用于具有恒流LED端口，但没有内部亮度调节功能的MAX6969，以及带有可调节恒流LED端口的MAX6956。该方案通过一个晶体管控制PWM信号的占空比，达到亮度调节的目的。LED亮度可由微处理器通过LED驱动器间接地控制，也可以由晶体管直接控制。以MAX6956为例，恒流驱动与PWM占空比调节相结合，无需任何其它电路介入。
图1. 采用PWM控制LED电源实现亮度调节
图2所示电路采用MOSFET晶体管作为开关器件，有助于提高效率。
利用下式计算外部晶体管的功耗：
其中，tRISE为晶体管的上升时间，tFALL为晶体管的下降时间，T为PWM周期，tON/T为PWM亮度等级，I为LED总电流，RON为晶体管的导通电阻。
式2给出了晶体管开关损耗与导通损耗之和，开关损耗由开/关时间决定。当晶体管闭合或断开时，在晶体管两端电压从零上升到VLED的过程中，或者是在反方向变化时，几乎所有电流流过晶体管。
使用高速开关晶体管时，上升时间和下降时间通常为50ns。对于周期(T)为1/1000秒的PWM、LED电压(VLED)为5.5V、LED总驱动电流为200mA时，晶体管总功耗为：
若晶体管导通电阻为0.1Ω，则晶体管在最高亮度时的导通功耗为：
从式4可以看到，合理选择高速开关晶体管，能够将损耗降至最小。
主控与各端口的分层控制
有些LED驱动器的PWM亮度控制可以通过主控与各端口之间的分层控制实现。例如，MAX6964、MAX7313、MAX7314、MAX6965、MAX7315和MAX7316。如图3所示，各端口的PWM亮度控制波形重复多次。每重复一次相当于一次主机控制。由此，如果主机控制15级亮度调节，则控制波形重复15次。LED驱动器各端口的控制信号决定了波形的占空比。主控信号决定控制波形的重复次数。比如：某个端口的占空比为3/16，主控设置为4/15。波形的导通时间占整个周期的3/16，波形在全部15个时隙的前4个时隙重复……
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一款基于PWM技术的A/D转换电路的设计与实现
引言
对测控现场的被测模拟信号的处理一般常用A/D或V/F转换技术，两种方法各有特点：A/D转换技术一般用于被测信号速率较高，但干扰不是太严重的场合，而V/F转换技术由于具有较强的抗干扰性且便于实现信号的远传和隔离，因此往往用于现场的干扰较为严重、且信号传输距离较远的场合。但由于V /F变换的采样速率较低，在对分辨率、采样速率和抗干扰性要求都较高时，则采用V/F转换技术往往也难以满足采样要求。尽管A/D转换的采样速率较高，但由于其抗干扰性较差，从而使系统的可靠性、稳定性和测试精度都会受到影响，有时甚至无法正常工作。
本文提出一种采用PWM技术的新型的高性能模数转换器的设计方法，利用MCU内部的定时器，结合改进的逐次逼近的对分试探算法，只须采用普通元器件即可设计出具有高分辨率的，以实现对模拟电压的测量，通过实验证明该设计能够达到较高的精度和分辨率，电路简单、可靠、成本低、传输信号线少，便于远传或隔离，抗干扰能力强，具有较好的应用价值。
基于PWM技术的A/D转换工作原理及接口电路设计
一般模数转换包括采样、保持、量化和编码四个过程。采样就是将一个连续变化的信号x (t) 转换成时间上离散的采样信号x (n) 。通常采样脉冲的宽度tw 是很短的，故采样输出是断续的窄脉冲。要把一个采样输出信号数字化，需要将采样输出所得的瞬时模拟信号保持一段时间，这就是保持过程。量化是将连续幅度的抽样信号转换成离散时间、离散幅度的数字信号，量化的主要问题就是量化误差。编码是将量化后的信号编码成二进制代码输出。这些过程有些是合并进行的。例如，采样和保持就利用一个电路连接完成，量化和编码也是在转换过程同时实现的，且所用时间又是保持时间的一部分。
PWM即脉冲宽度调制，PWM信号是一种周期(T)固定、占空比变化的数字信号。当对其进行积分或低通滤波后，便可获得与其脉冲宽度呈正比的模拟电压，于是将该电压作为试探值与被测模拟量进行比较便可获得与被测模拟量相对应的PWM值或数字量。
本设计是利用定时器产生PWM脉冲输出信号，利用比较器作为试探结果状态标志，采用改进的逐次逼近试探算法来实现对被测模拟量的A/D变换。由于一般单片机内部都有定时器，因此可直接利用片内定时器来产生 PWM信号即可，本设计采用的是MSP430单片机，由于其内部的定时器A具有比较/捕获功能，且内部具有多个捕获/比较器：CCR0--CCRn，因此利用这种功能可更方便的产生信号，从而实现A/D转换。PWM波形的产生是利用定时器A输出模式中的“复位/置位”模式。例如可利用其中的捕获/比较器CCR0来控制PWM的周期，而用CCR1通道控制PWM的占空比，从而可方便的获得PWM信号，如图1所示“复位/置位”模式输出示意图。
由图1可知，只要改变CCR1和CCR0的值就可以改变输出波形的脉冲宽度和脉冲周期，例如，以CCR0信号作为脉冲周期控制，当CCR1的值改变时即可改变PWM信号的脉冲宽度或占空比，输出信号就是PWM信号。如图2所示。
若PWM信号的占空比随时间变化，那么经过低通滤波后的输出信号将是幅度变化的模拟信号，因此通过控制PWM信号的占空比，就可以产生不同的模拟信号。本设计中，采用MSP430单片机的定时器A的CCR0来控制周期，采用CCR1来控制占空比，从而产生所需要的PWM信号。
采用PWM技术的A/D转换电路设计如图3、4所示。A/D转换通过MSP430单片机的内部定时器A产生的PWM信号，通过P23口输出，经过两级RC低通滤波后得到与其对应的模拟信号，然后通过运算放大器构成的电压跟随器进行阻抗变换后，作为试探值送电压比较器LM393的一端，在比较器的另一端接入被测模拟量，两信号在比较器中进行比较，通过检测比较器的输出电平状态即可反映出试探值的大小，由比较器的输出状态调整PWM信号的占空比，产生下一次PWM信号的输出，于是通过不断的试探并修正PWM信号的占空比即可使试探值接近或等于被测量，则此时的脉冲值即为被测量的A/D转换值，可以达到16位的转换精度。
另外，由原理图4可知，由于整个电路比较简单且该转换器与系统的连接只有两条信号线：即PWM信号输入线和用于将试探值与被测模拟量进行比较的比较器信号输出线，因此在进行抗干扰隔离时将很容易实现，而在采用普通A/D转换器的电路中进行抗干扰隔离时则要麻烦的多。
微控制器MCU的选型
为方便使用和操作，本设计不但设计简单，而且功耗要低，因此经多方面综合、对比决定采用TI公司的具有SOC特点的MSP430系列MCU，这是一种超低功耗的16位混合信号控制器，其内部集成了大量的外围模块和温度传感器，特别适用于电池供电的手持式设备或需要对环境温度进行补偿的测试仪器。
MSP430单片机采用最新的低功耗技术，工作在1.8～3.6V 电压下，有正常工作模式( A M ) 和4 种低功耗工作模式;在最小功耗模式下其工作电流仅为0.1μA，而且可以方便地在各种工作模式之间切换。它的超低功耗性在实际应用中， 尤其是在电池供电的便携式设备中表现尤为突出。在系统初始化后便进入待机模式，当有允许的中断请求时，CPU 将在6μs的时间内被唤醒， 进入活动模式，执行中断服务程序。执行完毕，在RETI 指令之后，系统返回到中断前的状态，继续低功耗模式。
本设计所采用的是MSP430F1232微控制器，具有非常高的集成度，除内部带有具有PWM功能的定时器外，片内还集成了10通道的1 0位A / D转换、温度传感器、USART、看门狗定时器、片内数控振荡器DCO、大量的具有中断功能的I/O 端口、大容量的片内Flash 和RAM 以及信息Flash 存储器。其中的16位定时器A中带有3个捕获/比较通道，内部的Flash 存储器可以实现掉电保护和软件升级。由此采用MSP430单片机作为该设计的处理器，不但可简化系统电路设计、缩短开发周期，降低系统功耗，还可利用其内部集成的温度传感器，方便的对被测模拟量进行温度补偿，从而使系统的测试精度得以提高。
A/D 转换分辨率分析及主程序设计
由于采用PWM技术的A/D转换器的分辨率取决于控制PWM脉冲占空比的定时器的计数值位数或字长，因此可通过改变定时器计数位数来改变A/D 转换的分辨率，而MSP430单片机的内部定时器A中的计数器字长为16位，因此其PWM信号占空比的调整范围为0～216-1，于是当系统定时器的计数器字长为16位时，采用PWM技术的A/D转换器的最大分辨率可达16位。由于单片机内部的16位定时器采用晶振作为内部计数器的工作时钟，因此其定时精度一般都较高，且其计数值与PWM脉冲占空比成严格的线性关系，输入脉冲精确，因此A/D转换的线性度和精度较好，线性度误差小于1%。转换速率与分辨率和选取的PWM信号的周期有关，分辨率越高，转换时间越长，但同采用V/F方式相比较，转换速度要快的多。
为了能够缩短试探时间提高在高分辨率下的采样速度，采用改进的逐次逼近的对分试探法使得试探值能够迅速逼近被测模拟量。常规的对分试探法是每次试探开始时，首先将最大计数值的一半(即字长对分值)作为试探初值并将其转换成PWM信号输出，相当于输出1:1占空比的PWM脉冲信号，然后测试比较器的状态，以确定当前试探值的大小，若试探值小于被测模拟量，则保留当前试探值，否则去掉，然后再将剩余值的一半(即：剩余对分值)作为新的增量与上次保留值相加后产生新的试探值并将其转换成PWM脉冲信号输出，再测试比较器的状态，若大于被测模拟量，则去掉当前增量，否则保留，随后每次的输出都将剩余对分值作为增量进行试探，一直持续的试探下去，直到试探完与分辨率相当的次数，例如：实现具有16位分辨率的A/D转换就要试探16次。
由于该方法在采样时无论当前采样值试探值多么接近被测值，其每次采样的试探次数都相同，为减小试探次数提高采样速率，在本设计中采用了一种改进的逐次逼近试探算法，可大大减少试探次数，其具体实现的方法是：当第一次试探完并获得采样值后，保留当前采样值，不再以剩余对分值作为新的增量，而是以最小值作为初次增量(即：将最低位置1，可将其看作权值)，与上次保留值相加并转换成PWM信号输出，通过测试比较器输出确定当前增量值是否需要保留，若试探值小于被测模拟量，则保留当前试探值，否则去掉。
若需要增大试探值时，则可将权值左移一位再与上次试探值相加，以形成新的试探值，这样可以使逐次逼近试探值总处在跟踪试探状态，从而大大减少了试探次数。由于在实际测试过程中被测模拟量一般很少有突变情况发生，大都处在缓变增加或缓变减小状态，因此采用这种改进的逐次逼近的试探算法，将会有效的提高A/D转换器的采样速率……
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一款全桥逆变单极性的SPWM控制方式过零点振荡
摘要：
单极性全桥逆变相对于双极性逆变损耗低，电磁干扰少，单极性SPWM更适用于逆变控制，但该控制方式存在一个过零点振荡。介绍了单极性逆变中的双边 SPWM的控制方法，分析了这种控制方法在正弦波电压过零点附近的振荡现象，提出一种解决过零点振荡的方案，并经实验验证。
引言
当前众多电源应用领域对交流电源的要求越来越高，传统的电网直接供电方式在很多场合已无法满足要求，因此，需要对电网或者其他能源处理后逆变输出。高质量的逆变电源已经成为电源技术的重要研究对象。全桥架构又是逆变器中非常重要的架构。全桥逆变控制方式主要分为双极性控制方式和单极性控制方式。双极性控制是对角的一对开关为同步开关，桥臂上下管之间除死区时间外为互补开关，控制相对简单，但是它的开关损耗高，存在很大的开关谐波，电磁干扰大，而单极性控制可以很好地解决这些问题。
全桥逆变器单极性控制仅用一对高频开关，相对于双极性控制具有损耗低、电磁干扰小、无开关频率级谐波等优点，正在取代双极性逆变控制方式。但由于控制环路的延时作用，单极性控制方式的逆变器仍然受一个问题的困扰，即在过零点存在一个明显的振荡。单极性控制方式又包括单边方式和双边方式，双边方式相对于单边方式在抑止过零点振荡方面有一定优势，但仍然无法做到过零点的平滑过渡。为了提高逆变器的输出波形质量，本文分析了，单极性双边控制方式，分析了其振荡产生原因，并介绍一种解决过零点振荡的方案。
主电路拓扑
单极性SPWM逆变器如图1所示，由2组桥臂构成，一组桥臂(S3，S4)以高频开关工作频率工作，称为高频臂；另一组桥臂(S1，S2)以输出的正弦波频率进行切换，称为低频臂。
单极性双边SPWM控制方式
单极性逆变有两种产生SPWM的方法，分为单极性单边SPWM控制方式和单极性双边SPWM控制方式，在单极性双边SPSM控制方式中，给定的载波信号按正弦方式变化，三角调制波信号，当输出电压为正时三角波为正，输出电压为负时三角波为负，如图2所示。高频臂上管S3的开关由载波与调制波相比较决定，载波幅值大于调制波则开通，载波幅值小于调制波则关断，除去死区时间，高频臂上管S3与高频臂下管S4的开关完全互补。这样即可得到SPWM规律的高频臂开关信号，实现逆变器的正弦波输出。
过零点振荡分析
图3为双边SPWM控制方法在过零点附近的SPWM示意图。图中E1理论上为跟基准(电压波形)同相位的误差信号，由于在电压环和电流环两个环节中存在积分环节，实际的误差信号E2会与基准信号相差一个相位。图3中SPWM1是理论上的高频臂上管(S3)的驱动信号，SPWM2则是实际的高频臂上管 (S3)的驱动信号。
1)to～t1区间 由图3可以看到，在to～t1.区间，由于给定的低频臂信号为高电平l，对应主电路低频臂下管(S2)导通，图3中SPWM对应的高频臂上管(S3)的驱动信号，当误差信号(E1或E2)大于三角波，比较器输出高电平，小于则输出低电平，以此获得SPWM1或SPWM2。由图3可以知道在to～t1区间，输出正弦波由正逐渐变为O。由于E2滞后于理想的误差信号E1，，在t1时刻正半波向负半波转变时E2会大于E1，造成的影响就是过零点附近实际的占空比SPWM2要大于SPWM1。理论上此时的正弦波输出逐步减小到零，到零后再进行低频臂的切换，而事实上并不是降到零就会进行低频臂的切换。
2)t1"t2区间 实际的输出误差信号E2滞后于E1一个相位，在该相位内，误差信号E2为正，始终大于调制波信号，因此高频臂上管(S3)始终开通，下管(S4)始终关断。
在该时段内，SPWM偏离了正弦波调制的规律，因此输出也就无法维持正弦波规律。这个时段与控制环的参数有关，一般在数百μs左右，表现为正弦波在过零点有一个振荡。 4 过零点振荡的观察结果 以一个单极性双边SPWM控制的110v/25Hz逆变器为例。电流环的输出如图4所示，在过零点处有一个很明显的振荡。将该振荡展开，如图5所示，CHl为电流环输出，CH2为低频臂信号。
可见在低频臂切换后，电流环的输出会有一个过冲，这个过冲会达到运放的饱和值，持续时间 100"200μs。这个控制信号过冲在逆变输出中的表现为过零点有一个过冲，从正向到负向的切换表现为向下的过冲，负向到正向的切换表现为一个向上的过冲，大为影响了输出波形的平滑性。逆变输出过零点的观察结果如图6。过冲的峰值达到了22V，相对于110V的峰值电压156V，扰动相对值为14%。由实验观察可以比较出，电压环在低频臂切换点的响应很微弱，不足以造成大的振荡。由于电流环则因为其快速反应的特性，出现了饱和现象，而电流环的输出直接送至PWM发生器，因此会直接反映在逆变器的输出上。
解决方案
由上面的分析可知，对于单极性SPWM全桥逆变器，由于它的电流环和电压环都存在积分环节，因此，误差信号相对于给定信号不可避免存在一个延迟，这个延迟在非零点附近不会对系统的输出造成影响。但是，在过零点附近，由于单极性SPWM需要换向，积分环节的延迟就会造成一个振荡。这是由控制系统本身缺陷所致，若要消除该振荡，就需要改进控制系统，以消除积分环节延迟的影响。 图7所示为电流环积分电容上的电压，在低频臂切换后出现了一个过冲。
这是因为在切换点电流环的快速切换，需要运放在大约100"200μs里传递一个较大的能量，而积分电容吸收了这部分能量，造成运放的输出端不能快速地跟踪这个转换。因此，如果在切换点使电流环在约1001μs的时段内由积分环节变为比例环节，将会有效地避免这个充放电过程，从而避免丁运放输出点的过冲，也避免了逆变器过零点的振荡……
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一种基于PWM技术的孤立逆变电源电路设计方案
基于Matlab软件平台，采用双环控制策略设计的逆变源，利用Matlab-Simulink-SimPowerSystEMS的工具箱进行建模仿真，验证了本文所设计方案的可行性和有效性。
随着太阳能、风能等可再生能源的发展，分布式发电以其环境污染少、能源综合利用率高、供电可靠等优点，逐渐成为了各国家竞相研究的热点，在美国、欧洲等技术成熟的国家和地区，以将其广泛应用在微电网中。逆变电源作为一种有效的电力供应源，成为了微电网的重要组成部分，并在微电网的研究和实施中得到了广泛的应用。
本文设计的基于PWM 的孤立逆变电源，其控制模型采用电压外环和电流内环双环控制策略，电压外环和电流内环均采用PI控制方式。应用Matlab软件建立实验模型进行仿真，通过仿真验证了控制系统设计方案的合理性，以及双环控制策略的应用效果，分析仿真结果证明了系统设计方案的合理性和有效性。
PWM逆变器的电路结构和工作原理
在交-直-交变频器中，通常要求直流电路采用可控硅整流电路，如图1(a)所示。逆变输出的电压Uo 的大小可以通过改变Ud 的大小来控制。通过对逆变器触发电路频率的控制，可以改变输出电压Uo 的频率。但是，这种变频电路存在有缺陷：如果输出的交流电压为含有较多谐波的矩形波，这无论是对负载或是交流电网都是不利的；如果输出功率用相控方式来调节，就会使输入功率因数降低，同时由于有滤波大电容存在于中间直流环中，使得调节输入功率时惯性较大，系统响应缓慢。
为解决上述缺陷，可以采用如图1(b)所示的变频电路。这种电路通常称为PWM(Pulse Width Modula-tion)型变频电路，其基本的工作原理是对逆变电路中开关器件的通断进行有规律的控制，使输出端得到等幅不等宽的脉冲列，并用这些脉冲列来替代正弦波。按要求的规则对脉冲列的各脉冲宽度进行调制，既可改变电路输出电压的大小，又可以改变输出电压的频率。
孤立逆变源双环控制策略
如图2 所示，为设计的基于PWM 孤立逆变源的电压电流双环控制原理图。控制外环为电压控制环，电压Vabc 的反馈值由测量模块2测得，并与给定的参考值进行比较，误差信号经过PI控制器调节后作为电流内环基准;控制内环为电流控制环，由测量模块1测得的反馈的电流值Iabc1 与电流基准进行比较产生的误差信号，经过PWM发生器离散化之后产生PWM控制信号。
PI控制器是具有比例-积分控制规律的控制器，其框图如图3 所示，其控制规律是指控制器的输出信号u(t)既反映输入信号 e(t)，又反映 e(t)对t的积分……
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